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FORUM RADIOAMATORIALE - Cifra di rumore : fantasie e “miti metropolitani”

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i2sg

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Inserito il - 27/01/2016 : 15:47:32
Tuttoggi sono presenti interminabili discussioni relative alla Cifra di Rumore (Noise Figure, ie NF ) dei sistemi di ricezione che evidenziano nulla o scarsa conoscenza dell’argomento. In UHF e microonde queste argomentazioni sono accompagnate da ricerche , misure, soluzioni , e miti con riferimento anche i prodotti commerciali noti quali preamplificatori , transverter e convertitori più diffusi . Ogni tanto qualcuno “cade dalla sedia” perché si scontra con limitazioni , anche pesanti, derivanti dall’impiego di prodotti anche di buona qualità come ad esempio quelli tedeschi della ditta Kuhne. Ma molti di più , non percependo – sottolineo precependo - alcun problema si cullano nell’illusione di essere “al TOP” delle prestazioni spandendo a piene mani valutazioni lusinghiere sul proprio sistema RX e sul denaro speso allo scopo. Parliamo prima dei cultori dei collegamenti terrestri nelle diverse forme , cioè di oltre il 90% degli OM che si dedicano alle UHF e Microonde. Senza eccezioni significative tutti costoro nel valutare, auto-costruire o considerare l’acquisto del FRONT-END del sistema RX pongono in modo assoluto al primo posto le prestazioni NF , anzi ricercando in modo spasmodico il valore più basso dichiarato, atteso o misurato. Il resto – guardato con sufficienza o ignorato per incompetenza – non conta. Nei sistemi per collegamenti terrestri la resistenza di radiazione dell’antenna , al meglio ( cioè senza alcun segnale presente) genera una potenza di rumore pari a quella di una resistenza alla temperatura ambiente, cioè 300Kelvin, ( ca 25 °C). Questa costituisce una soglia naturale di rumore con la quale il segnale ricevuto si deve confrontare , ancor prima di interessare l’ingresso del ricevitore. Questa soglia vale -174dBm/Hz , sicchè ad esempio con banda passante di 1KHz dalla sola antenna abbiamo un segnale di rumore di -147dBm , ovvero 1000 volte quello riferito alla banda di 1Hz, corrispondente ad una tensione di 0,014microvolt su 50ohm. La Cifra di Rumore è misurata con riferimento ad una resistenza di sorgente che si trova alla temperatura STANDARD di 290K , ovvero essenzialmente uguale a quella della resistenza di radiazione dell’antenna ed esprime il rapporto (in Decibel) tra la potenza di rumore totale presente all’ingresso del ricevitore (per effetto del contributo di quest’ultimo) e la potenza di rumore della sola resistenza di sorgente. Pertanto ne consegue che : “ NEI COLLEGAMENTI TERRESTRI LA CIFRA DI RUMORE COINCIDE CON IL DEGRADO DEL RAPPORTO SEGNALE/ RUMORE DEL RICEVITORE” In alti termini ad esempio se un RX ha NF=1dB , significa che il rapporto segnale rumore del nostro ricevitore è degradato di 1dB rispetto a quello di un ricevitore ideale con NF=0dB , ovvero 1dB rispetto a quello presente all’uscita della nostra antenna ideale, cioè senza altri contributi. In oltre 60 anni di attività radiantistica non ho ancora avuto l’occasione ed il piacere di conoscere un collega in grado di percepire un degrado (o differenziale) di 1 Decibel del rapporto S/N. (ma direi anche 2dB è “gara dura”) Pertanto l’affanno , anche ansioso nonché dispendioso di cui sopra, è un non-senso e conduce dritti ad altre conseguenze. Per ottenere NF minimo è necessario ridurre al minimo le perdite dissipative derivanti dal circuito d’ingresso nel primo stadio: particolarmente nei preamplificatori e transverter ciò si traduce nell’evitare qualsiasi circuito selettivo, ovvero nel modo più semplice, con accoppiamento aperiodico con condensatore alla “gate “ MESFET d’ingresso. A fine anni ’80 in occasione di un meeting a Weinheim in un colloquio informale con Kuhne chiesi il motivo di perseguire la strada di NF minimo con ingresso “broadband” anche perché i transverter che al tempo avevo progettato mostravano chiari segni di insofferenza in diversi casi e/o aree del paese avendo ingresso aperiodico. La spiegazione fu che al tempo – ma aggiungo ancor oggi- un numero NF basso costituiva un “PLUS COMMERCIALE” e perché i problemi si ponevano solo in alcuni (pochi) paesi. La motivazione di impiego promiscuo terrestre-EME non era considerato fattore decisivo anche perché nel traffico verso lo spazio si utilizza un preamplificatore con dislocazione remota in prossimità del radiatore e perché altri fattori diventano decisivi ed altrettanto , se non più, importanti del preamplificatore, quali ad esempio le perdite dissipative (Joule) dell’antenna/ illuminatore e le temperature di funzionamento e perdite degli altri elementi. Il problema del sovraccarico a fronte di gamma di segnali presenti all’ingresso RX e potenze incidenti relativamente elevate che mettono in crisi anche lo stadio mescolatore a causa dell’elevato guadagno RF (richiesto per minimizzare i contributi NF di secondo ordine) risulta evidente a coloro che – durante i Contest o altre manifestazioni – operano in quota ma colpisce anche coloro che ritengono di esserne immuni. Infatti, specialmente nelle are urbane o in prossimità, l’elevata densità di trasmettitori adibiti a diversi servizi , radio , TV , telefonia , telecomandi, telerilevamento etc sono fonte di rumore “bianco” cioè a largo spettro che si sovrappone al rumore termico proprio del ricevitore risultando indistinto .da quest’ultimo. Ne consegue che molti si cullano e disquisiscono su numeri e prestazioni totalmente fantasiose che nel titolo ho arbitrariamente chiamato “miti metropolitani”. La cura generalmente applicata in UHF e nelle bande microonde inferiori consta nel porre un filtro passabanda all’ingresso RX : ciò porta nella maggior parte dei casi alla soluzione del sovraccarico ma pone altri problemi. Buoni filtri con risonatori coassiali in aria sono disponibili anche a livello commerciale per le nostre bande e con caratteristiche di tutto rispetto: fianchi ripidi e perdite Joule minime: 0,2…0,3dB. Le caratteristiche citate sono tali solo se il filtro è correttamente terminato sul carico resistivo specificato ( es 50ohm o 75ohm ). Ma i MESFET che utilizziamo hanno impedenza d’ingresso che sino a diversi Gigaherz è quasi una reattanza capacitiva pura, il che implica una potenza riflessa anche del 90% o più di quella incidente, ovvero SWR d’ingresso RX elevatissimo. In tali condizioni la risposta in frequenza del filtro è notevolmente diversa da quella “ammirata” nel foglio tecnico allegato, se è un prodotto commerciale, o misurata se siamo bravi a costruirne uno con le nostre mani! Anche la perdita d’inserzione del filtro sale, come intuibile anche ai meno esperti perché alcuni risonatori del filtro lavorano poco caricati sicchè presentano perdite maggiori. Quindi l’affermazione che la cifra di rumore complessiva ad esempio del nostro transverter è pari alla somma di quella propria + le perdite del filtro è un altro mito metropolitano da sfatare. La soluzione a questo problema esiste ma per noi radioamatori , purtroppo, è solo sulla carta nel maggior parte dei casi. Questa consta dell’interporre un circolatore all’ingresso RX, in modo che tutta la potenza riflessa venga dissipata in un carico resistivo ed il filtro venga chiuso correttamente. Circolatori centrati sulle nostre bande sono componenti “esotici” e di difficile reperibilità, anche nel mercato del surplus . Sottolineo “centrati sulle nostre bande” perche sono componenti che lavorano su bande relative strette: generalmente non superiori al 10%. Supponendo di disporre di un circolatore adeguato , la cui perdita d’inserzione potrebbe valere ad esempio 0.2…0,3dB potremmo quindi risolvere il problema unitamente ad una cifra di rumore totale risultante dalla somma algebrica di tre contributi : filtro , circolatore ed RX. Quindi con i numeri indicati ed ad esempio un RX con NF=0,7dB avremmo NF( Tot)= 0,7+0,3 + 0,3 = 1,3dB che è un valore più che accettabile nei collegamenti terrestri. Ma se questo è un valore accettabile , perché non lasciar perdere la ricerca della Cifra di Rumore minima “standing alone” e puntare su un primo stadio non aperiodico e puntare ad amplificatori con una selettività d’ingresso – cioè dopo l’antenna - con perdite contenute entro 0,7…1 dB , tale da “sfrondare “ la selva dei segnali incidenti riducendo la potenza totale che gli amplificatori RF e mixer sono chiamati a gestire ? Vi sono diverse soluzione con enfasi diverse in funzione delle bande considerate ed anche l’industria manifatturiera propone alcuni dispositivi ignorati dai più ma non passati inosservati ai colleghi preparati sull’argomento . Sono dei circuiti integrati che in struttura monolitica utilizzano come elemento attivo MESFET GaAs controreazionati (MMIC) con reti di reazione non dissipative , cioè con resistenze , ma con generatori di corrente che minimizzano le perdite Joule. Intesi per applicazioni sino a 2..3GHz offrono cifre di rumore contenute entro 0,7…0,8dB , guadagno di 18…20dB ed impedenza d’ingresso prossima a 50ohm. La è dinamica eccellente perché - similmente a quanto avviene per gli amplificatori audio- la distorsione è ridotta dal tasso di controreazione ed il tasso di controreazione è elevato perché il MESFET ha un frequenza di taglio di alcune decine di Gigaherz. Un semplice esempio applicativo prodotto 3 lustri orsono è descritto alla pagina: http://i2sg.altervista.org/Files/xx2.pdf Altre considerazioni andrebbero aggiunte ma per ora spero che le poche citate inducano alcuni ad una riflessione sugli argomenti esposti. 73 de I2SG/Gianfranco [/size=4] Immagine: 180,19 KB
Modificato da - i2sg in Data 07/03/2016 08:32:35


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iw1au

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Inserito il - 27/01/2016 : 20:31:26

Grazie Gianfranco della chiara esposizione.
La protezione del primo stadio d'ingresso era in passato un must, ora non sembra piu', quando molte cose si possono gia' tenere fuori dall'uscio.
Sara' attenta "meditazione" in questi giorni, con contributi di colleghi...

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ik8ysw

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Inserito il - 28/01/2016 : 02:05:31

In effetti da un po' di anni sono disponibili dei MMIC pHEMT molto performanti, allo stesso tempo molto economici e semplici da usare con ottime caratteristiche in termini di adattamento a 50 ohm.
Parliamo di dispositivi che assorbono 90 mA a 5 V con P1dB da 21-22 dBm e OIP3 da 37 dBm a 144 MHz, ma con NF <0.5 dB quindi utilizzabili anche per EME.
Nei miei transverter uso il PGA103+ della Mcs e prossimamente mi piacerebbe provare il SPF5122Z Qorvo (RFMD) per il front-end.
Comunque anche usando questi piccoli mostri, quando si opera in aree sature di RF da emittenti radio/tv, è necessario proteggerli con un buon filtro elicoidale a bassa perdita di inserzione, il semplice notch 88-108 a volte non è sufficiente, perchè danno problemi anche i MUX DVB e DAB

Ecco cosa entra nella mia Yagi 14 el hi (i segnali da -10 a 0 dBm si sprecano)
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Modificato da - ik8ysw in data 28/01/2016 02:25:48

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IK3COJ

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Inserito il - 28/01/2016 : 09:01:53
Dice bene Gianfranco , che saluto caldamente , quando spiega che vale poco un preamplificatore con bassa cifra di rumore se non pongo altrettanta attenzione alle perdite interposte tra l'antenna e il preamplificatore stesso . Se per il traffico tropo entro certi limiti è tutto sommato trascurabile , ben diversa è la cosa quando comincio ad elevare l'antenna verso il cielo freddo . Me ne accorsi personalmente quando cominciai l'attività EME in 23 cm. oltre vent'anni fà . Al tempo per comodità di montaggio mi ritrovai ad interporre tra il lanciatore ed il relay a protezione del Fet un piccolo spezzone di cavo (20 cm. ) RG213. Pensavo andasse tutto bene , fino al giorno nel quale mi venne la voglia di provare a togliere il cavo ed attaccare relay + preamplificatore direttamente al lanciatore . Risultato fu che dopo di allora riuscii a collegare delle stazioni che precedentemente neanche ascoltavo . Ancora oggi uso per , valutare la buona sensibilità del sistema , montare il relay a rovescio in modo da poter , commutando a mano , terminare il preamplificatore su un carico da 50 Ohm . Con un attenuatore a scatti posto in media frequenza mi è possibile misurare la differenza in Db tra il carico ed il cielo freddo . Se misuro meno di quattro cinque Db so che devo metter mano al sistema , mentre se misuro più di sei sette Db so di esser molto vicino al massimo della sensibilità necessaria per l'EME . Sistema questo che consente , a chi non disponga di strumenti adeguati , di valutare comunque anche piccoli miglioramenti o degradazioni . Cordiali saluti da Aldo ik3coj
Modificato da - IK3COJ in data 28/01/2016 09:05:28


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9a4qv

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Inserito il - 28/01/2016 : 16:58:29

Ciao Gianfranco,

Bel discorso e articolo. Sono da cordo con te, anzi posso verificare tutto perche sto usando la technologia MMIC ultimi 10 anni e funziona benissimo.
Ultimo contest Marconi CW 2015 a due metri ho fatto tante prove e sono registrato un paio di video publicati sul youtube. Come mi trovo a meta di 4-5 stazione Italian che operano "500 W soli" e stesso numero stazione Slovene che operano "1500 W soli" volevo fare prove RX con penna DVB-T dove posso regolare il guadagno e cosa piu importante il cifra di rumore !

Certo che con guadagno massimo la penna satura subito, e niente altro da fare ma diminuire il guadagno. Al stesso tempo il cifra di rumore si alza sul valore di 10dB (anche di piu). Cifra di rumore non fa nesun problema dove ricevo i stazioni Tedesche 700+ kilometri e soli 2 khz dal segnale S55M che si trova a vista ottica 54 km dal mio QTH.

Volevo dire che non serve cifra di rumore sotto 3dB per fare il tropo fuori contest e cifra di rumore sotto 10dB durante il contest. Se guardiamo temperatura di gama 2m, la temperatura non e mai sotto 300K per i QTH lontani dal citta e durante il contest temperatura di gama 2m si alza sui 1500K anche di piu.

Alora, usare il filtro al ingresso, anche molto stretto con I.L. 2dB non dovrebe dare fastidio sul nostro sistema ricevente 2m (tropo e contest).
Per fare EME o attivita 23cm e sopra ci vuole basso NF, con questo sono da cordo.

Non sono da cordo che e dificile vedere o sentire le differenze 1 o 2 dB. Io come ex Marconista posso sentire la differenza 1db con segnalli molto bassi sul livelo di rumore. Certo che sentire la differenza 1dB con segnali -60dBm e impossibile ma 1dB fa una diferenza enorme se ascolti segnale sul livelo di rumore.

Se vi interesa il video, e qui:
https://www.youtube.com/watch?v=QKQKUqv1v1A
https://www.youtube.com/watch?v=GlNJ6N5MoDs
https://www.youtube.com/watch?v=j2lRbscaRGc

Firma di 9a4qv

"I do not think that the wireless waves I have discovered will have any practical application."
Heinrich Rudolf Hertz

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i2sg

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Inserito il - 31/01/2016 : 10:17:47
Per coloro che desiderassero un applicazione più evoluta del MMIC MGA62563 suggerisco il circuito allegato in Fig1 . A distanza di alcuni lustri l'MGA63563 rimane ancora interessante perchè il tipo SPF5122Z proposto da Errico, IK8YSW, utilizza un contenitore " LP2 – 2 x 2 mm DUAL FLATPACK NO-LEAD (DFN) PLASTIC PACKAGE" che risulta difficile da gestire (saldare) con mezzi domestici. L'SPF5122Z ha NF migliore ( ca 0,1...0,15dB) a 1,3GHz ed OIP3 dichiarato tipico circa 4...5dB più elevato potendo lavorare a corrente più alta rispetto al MGA62563 la cui caratteristica misurata è data in Fig2. Con riferimento al circuito è essenziale l'utilizzo di componenti a bassa perdita per C1,C2,C3, TL1. TL1 può essere coassiale in aria o ceramico ad alto Qo ; C3 preferibilmente con dielettrico a zaffiro sintetico (GIGATRIM). A richiesta posso inviare nota tecnica aggiornata di questo preamplificatore, che è attualmente in uso in ponte ripetitore ATV in Lombardia. 73 de I2SG Immagine: 116,04 KB Immagine: 139,86 KB Immagine: 153,93 KB Immagine: 133,85 KB Immagine: 191,13 KB
Modificato da - i2sg in data 12/02/2016 16:44:26


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IW3INQ

oltre 1000 messaggi sul Forum

Inserito il - 01/02/2016 : 08:55:32

Molto interessante l argomento, chiedo ma il PGA 103 non si prende piu in considerazione ??? A mio avviso è ancora un ottimo componente ...

73 Alex iw3inq

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IZ0TPI

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Inserito il - 01/02/2016 : 18:04:38
Ciao Gianfranco , non hai preso in considerazione il fatto che per fare certe cose la prima cosa e' la scelta del QTH ? Un saluto Mauro Magni


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i2sg

oltre 100 messaggi sul Forum

Inserito il - 02/02/2016 : 09:09:38

IW3INQ ha scritto:

Molto interessante l argomento, chiedo ma il PGA 103 non si prende piu in considerazione ??? A mio avviso è ancora un ottimo componente ...

73 Alex iw3inq

Certamente anche il PGA103 può essere preso in cosiderazone ma per le bande inferiori , essendo il guadagno inferiore a quello degli altri MMIC citati oppure come secondo stadio ad alta dinamica. Questo dispositivo è assemblato in contenitore SOT89, facilmente gestibile a livello radiantistico ma che, è bene ricordare, non è nato per applicazioni RF e sconta limitazioni in frequenza dovute alle componenti parassite. L'SOT89 consente dissipazione termica superiore rispetto a quella dei micro-packages plastici degli altri prodotti ma le capacità ed induttanze parassite di interconnessione al "chip" penalizzano le prestazioni in frequenza , ben oltre i dati indicati nel foglio tecnico per la ragione seguente. I costruttori rilevano le prestazioni con circuiti stampati di piccolo spessore , costellazioni di microfori metallizzati ed altri artifici per ridurre al minimo l'induttanza di collegamento a massa del Tab di rame o con l'indicazione dei parametri del solo "chip" , ricavati con calcolo, dalle misure dei parametri scattering, lontano quindi dalle condizioni reali d'impiego. Ciò non toglie tuttavia i vantaggi relativi alle prestazioni in potenza e costo di produzione con macchine automatiche d'assemblaggio con velocità di decine di migliaia di pezzi/ora, tanto che costruttori di tutto il mondo utilizzano l'SOT89 non solo per gli MMIC , ma anche per transistori e MESFET RF per potenza di qualche watt. Per minimizzare l'impatto delle componenti parassite è importante ridurre nell'impiego pratico l'induttanza parassita di collegamento del terminale di massa del MMIC , ovvero il TAB ( piedino centrale) che per i transistori per c.c. è normalmente collegato al collettore per un efficace trasporto del calore dal "chip" al dissipatore esterno. Questa induttanza è la più deleteria perchè costituisce un percorso comune ai segnali di ingresso ed uscita con conseguente degrado di guadagno, stabilità dinamica e valori di adattamento (S11, S22). La soluzione valida che utilizzo normalmente con i MESFET di potenza nei transverter "AIO" per 23 e 13cm consta nel saldare direttamente al piano di massa il TAB e riportare con fili da 0,5mm i collegamenti di gate e source al piano delle microstrip:
in tal modo l'induttanza di ritorno a massa è azzerata ed il dispositivo si trova collegato al circuito con due induttanze di piccolissimo valore dovute al percorso di collegamento dai piedini d'ingresso e d'uscita alle microstrip. Quest'ultime sono facilmente compensate con piccole piazzole capacitive poste dal lato microstrip.

Per visionare questa soluzione vedere la nota tecnica e Fig10 alla pagina :

http://i2sg.altervista.org/Files/AL...IN%20ONE.pdf

Il lavoro applicativo svolto da Paul, W1GHZ, per il PGA103 credo sia il contributo più significativo per evidenziare gli elementi esposti ed è accessibile alla pagina :

http://www.w1ghz.org/small_proj/Sim..._Preamps.pdf

73 de I2SG/Gianfranco

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Modificato da - i2sg in data 02/02/2016 17:31:08

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ik8ysw

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Inserito il - 02/02/2016 : 14:16:49

Tutto molto interessante !
In effetti a 144 MHz il PGA103+ al momento mi sembra una delle migliori soluzioni nei front end, sia per tropo che per EME (provato sul campo da 2 anni a questa parte), sulle UHF c'è sicuramente di meglio, passando da SOT89 a contenitori senza pin, quindi con minori induttanze parassita.
In questi contenitori il terminale di massa è posto centralmente e va saldato su un pad che ha diversi fori passanti metallizzati verso il piano di massa.
Conoscevo il documento di W1GHZ, sottolinea l'importanza di avere una sorgente di alimentazione a basso ripple per non compromettere la NF molto buona del dispositivo.
L'SPF5122Z in UHF ha qualcosa in più del PGA103+, c'è tanta documentazione in rete perchè lo usa AD6IW nei suoi LNA.
Girando un po' sui cataloghi dei migliori costruttori si trova di meglio ancora, con NF da 0,2 - 0,3 dB a 1900 MHz e correnti da 300 mA e già adattati a 50 ohm, quindi con la possibilità di filtrare in ingresso senza problemi.
Il settore militare e la telefonia spingono molto su questo settore e quindi le aziende sono molto motivate a sfornare dispositivi sempre più performanti.
Nei ritagli di tempo, sto disegnando dei pcb da 0,8 mm per l'SPF5122 da far fare ad un service, che dovrebbero andar bene almeno fino ai 23 cm senza problemi. Per saldarlo, è molto più semplice di quanto si possa pensare, basta una piccolissima goccia di pasta di stagno sul pad centrale e si riscalda dal lato opposto del pcb.

Modificato da - ik8ysw in data 02/02/2016 15:26:42

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IZ8EWD

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Inserito il - 03/02/2016 : 09:51:07
C'è un kit di G4DDK per la realizzazione di un pre VHF con il PGA103+, qualcuno lo ha provato? http://www.g4ddk.com/


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IN3HOG

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Inserito il - 05/02/2016 : 00:25:40
Ciao Gianfranco Condivido in pieno quanto affermi riguardo ai preamplificatori e alla cifra di rumore, tuttavia la soluzione di filtrare l’ingresso la vedo assai ardua per le bande alte e mi riferisco in particolare ai 10 GHz. In questo periodo sto approntando un transverter 28 MHz-10 GHz a doppia conversione uso esclusivo per contest e devo ancora risolvere la parte ricevente. Purtroppo i migliori siti da gara utili per le microonde sono spesso anche popolati da molti ponti radio Broadcast e telefonici che trasmettono o ricevono dentro o accanto alla banda radioamatoriale; tali emissioni sono spesso distanti solo qualche decina di MHz ed è pertanto indispensabile avere un front-end filtrato molto stretto. Tuttavia non mi è possibile inserire direttamente un filtro stretto in antenna perché perde troppo. Il miglior filtro che ho a disposizione ha una BW di 30 MHz e attenua ben 1,4 dB e per farlo funzionare al meglio devo inserire prima e dopo dello stesso dei circolatori che perdono ciascuno altri 0,25 dB + 0,25 dB. Tale sistema filtrante mi porterebbe ad avere una cifra di rumore non accettabile e quindi per mitigare le perdite ho pensato di far precedere il filtro da un pre aperiodico di basso guadagno a un solo GaAsFET (12 dB e 1,3 dB di NF). Dopo il filtro di banda segue un post-amp da 20 dB e 4,5 dB di NF. Tuttavia ad una simulazione teorica della catena, questa configurazione non mi è parsa soddisfacente per la scarsa NF risultante (1,9 dB). Penso quindi che monterò un pre di guadagno maggiore e vedo dalle simulazioni che 20 dB sarebbero sufficienti per ottenete teoricamente un 1,3 dB di NF. Ovviamente capisco che così sacrificherò un bel po’ robustezza del sistema. E’ una soluzione che non mi convince, ma non vedo altre strade. Mi resta ancora solo un dubbio da risolvere: Sarà meglio inserire prima del pre d’ingresso anche un circolatore oppure no? Il GaAsFET che userò per l’ingresso è l’NE3210S01 che ha un S11 pessimo e perciò temo che senza il circolatore, la linea entrante lavorando in regime di alte stazionarie, renda precario ottenere una utopica reale e ripetitiva bassa figura di rumore, essendo quest’ultima dipendente dalla lunghezza fisica della linea che arriva dalla antenna. Ho deciso comunque che per quest’ultima scelta mi affiderò alle prove finali con il sistema finito e connesso alla parabola. 73 Giovanni In3hog


Regione Trentino - Alto Adige ~ Prov.: Trento ~ Città: LAVIS ~ Messaggi: 28 ~ Membro dal: 23/05/2011 ~ Ultima visita: 25/10/2024

iw1au

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Inserito il - 08/02/2016 : 23:46:49

In linea con quanto già Gianfranco ci ha detto, credo che rileggersi questo articolo di YU1AW che ricordavo di aver letto quando ero giovane

non farà male! Vi sono anche dei grafici molto stimolanti per chi, come me, vuole farsi una cultura sul "rumore"....

http://www.qsl.net/yu1aw/Misc/PreYNV.pdf

Perchè ci dimentichiamo spesso di ottimi studi del passato?

Firma di iw1au

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ik3ghy

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Inserito il - 09/02/2016 : 12:01:55

Ciao a Tutti

Gianfranco Grazie , sempre molto interessate leggere di ste cose anche se a volte devo sforzarmi quando vai sul difficile HI

x Giovanni XOG ciao volevo dirti che si possono recuperare delle schedine surplus da Rota con gli NE325 a pochi € che usiamo praticamente dai 1200 fino ai 10GHZ.

In particolare in 3cm uso appunto 2 ne325 in cascata assemblati da Silvio I3ZHN che davanti a 2 esemplari uguali di TRV per i 3cm mi permettono una NF misurata in media di 1,1 DB totali e di 1,8 DB totali ...... lo so ......la differenza sta tutta nel RLY e nel cavo che porta tutto ai Feed , nel caso migliore RLY a 18GHz e 10cm di cavo sucoflex 104 mentre nel caso peggiore RLY di potenza con gli N ( garantito fino a 8 GHZ ma misurato a 0.32 a 10 GHZ e quindi va ancora bene dato che sopporta fino a 50W ) e 30 cm cavo in teflon da 10 MM.

Detto questo ho visto sistemi con 2.8 db NF misurata a 144 Mhz con davanti un disco da 120cm offset vincere i trofei ARI in 3cm con dei DX tropo da oltre 700 Km e sistemi con NF misurata sempre in media da 0,9 db con un parabolino da 60 cm in portatile che non arrivano più in là di 200Km di DX .

Capita purtroppo anche di dover rinunciare ad un QSO perché la stazione portatile con 1W arriva S5 e non ascolta i tuoi 10W , altro che cifra di rumore se poi hai qualche albero di traverso nel sistema HI.

Concordo con Adam non sempre è necessario per collegamenti terrestri avere delle NF da EME ricordando che fino a qualche decennio fa facevamo EME in 23cm CW ( no JT) con NF da 1,3db con i preamplificatori della SSB elettronica senza fasciarci la testa .

Adoperate quello che avete ricordando che la cosa più importante oltre ad esserci è sempre l'antenna poi 1db in meno in TX o un 1 db in più in RX quando i segnali arrivano il qso si fa nel maggior numero dei casi.

Auguro a Tutti per la stagione microonde 2016 di poter entrare in un RS come quello dello scorso Giugno 2015 con più di 50 QSO in un pomeriggio ed un totale di 65 QSO in 3 cm in un contest di puro divertimento .

Oltre ad alcuni cenni sul RS e alcuni QSO tra cui il nuovo record Italiano RS in 3cm realizzato nel sopracitato contest potrete ascoltare anche alcune altre registrazioni interessanti QUI:

http://www.ik3ghy.it/ghy_terni15.html

Serve il visualizzatore PowerPoint

73 Giorgio Ik3ghy

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IK3GHY Giorgio JN65DM

ik3ghy@gmail.com

http://www.ik3ghy.it/

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IN3HOG

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Inserito il - 09/02/2016 : 23:26:44
Salve Grazie a tutti per i contributi Vedo di fare una sintesi dei vari consigli Intanto ringrazio Gian Maria IW1AW per la segnalazione dell’articolo capolavoro riguardante i preamplificatori di Dragoslav YU1AW VHF Communication 4/87. A pagina 223 di tale relazione, una tavola fa notare che a 10 GHz il minimo rumore proveniente da una antenna diretta sull’orizzonte è di 1,6 dB, pertanto è opportuno che un sistema ricevente tenda tale valore di cifra di rumore ; valori migliori sono sprecati. Tuttavia come dice Giorgio IK3GHY, un sistema ricevente introduce varie perdite, il mio per esempio perde: 0,2 dB sul circolatore in ingresso al preamplificatore, 0,05 dB sul relè, 0,15 dB sulla transizione cavo-guida d’onda, 0,1 dB per vari raccordi, 0,3 dB per i 50 cm di guida d’onda flessibile che va alla parabola. Non conteggio le perdite per mismatch perché ho curato che il tutto sia adattato a un minimo di 25 dB di Return Loss . Pertanto la perdita totale del mio circuito ricevente è di 0,8 dB. Per avere allora una cifra di rumore totale di 1,6 dB dovrei avere un pre da 0,8 dB di NF; cosa che ritengo assai ardua da ottenere anche con GaAsFET molto performanti. Per inciso, come dice Gianfranco I2SG il circolatore in ingresso al pre non lo posso proprio omettere visto che i GaAsFET hanno una impedenza molto diversa da 50 ohm puri. Purtroppo a queste frequenze sembrano non esistere dispositivi economici adattati a 50 ohm e a basso rumore. I2SG avvisa pure, che non basta disporre di una buona cifra di rumore ma serve avere anche un’ottima tenuta ai segnali fuori banda, e questa (dico io), è la cosa forse più difficile da ottenere specie a 10 GHz, visto che non si può montare alcun filtro stretto ingresso poiché esso, con i circolatori prima e dopo, perde troppo. Io sono quindi dovuto scendere al compromesso di porre in ingresso un pre a basso guadagno, basso rumore ma a banda larga, che pilota un filtro stretto (30 MHz) seguito da un post amplificatore. Per la tenuta ai segnali forti confido molto sull’estrema direttività della parabola che pur non essendo high performance (è senza gonnella), dovrebbe darmi una certa protezione da segnali interferenti sperando ovviamente che essi non provengano dalla medesima direzione del mio corrispondente. 73 in3hog giovanni


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9a4qv

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Inserito il - 10/02/2016 : 01:11:29

Ciao Giovani (e altri) :-)

Ho fatto una simulazione veloce con dispositivo NE3210S01 per vedere come va proprio il S11 e S22.
Mah, se po dire che po andare, pocco da fare. Il S11 a 10368mhz e -5dB , S22 -11db con S21 12dB.
Se guardi i parametro di stabilita Rollet sul data sheet poi vedere che il K e sopra 1 dal 8-15GHz. Voglio dire che non vedo perche mettere il isolatore davanti. Forse e meglio mettere il isolatore dopo il LNA, dipende di S11 di transverter.

Mi sembra che ho una ventina di questi dispositivi, rimasti dal qualche progetto, ma gli devo trovare :-) per fare le prove.

Adam

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IN3HOG

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Inserito il - 10/02/2016 : 22:45:09
Per Adam Ti ringrazio per le simulazioni riguardanti l’NE3210S01. Nel transverter che sto costruendomi, ho comunque previsto la meccanica per ospitare un circolatore da inserire prima del preamplificatore ma vedrò solo dopo il collaudo e con tutta la stazione completa, se vale la pena di inserirlo oppure no. Per i 5760, dove uso un sistema simile per il front-end, non ho messo nulla davanti perché sono riuscito a recuperare da un vecchio ODU un pre, del quale ti allego una foto, che presenta un Return Loss discretamente buono. Come vedi esso monta due GaAsFET NE4210S01 in parallelo accoppiati con linee asimmetriche sfalsate a 90°. Tale sistema riesce a cancellare parzialmente, sia in ingresso sia in uscita, i disadattamenti dei due dispositivi e migliorando drasticamente S11, S22 e S12 complessivi. L’oggetto ha un RL input di 15 dB, un RL out di 18 dB, un gain di 13 dB, un gain inverso di 28 dB, uscita max +7 dBm a -1dB CP. Purtroppo non ho nulla di simile per i 10 GHz. 73 Giovanni In3hog Immagine: 59,85 KB


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9a4qv

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Inserito il - 10/02/2016 : 22:54:17

Giovanni,

sul questo oggeto 5760 il S11 e S22 e ottimo perche ce il Wilkinson spliter/combiner sul ingresso e uscita. Dal solito, il RL di Wilkinson e 20dB sul frequenza centrale.

Pensati di cifra di rumore?
Wilkinson perde 3dB!

Adam

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IN3HOG

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Inserito il - 11/02/2016 : 22:58:01
Per Adam Non posso dire nulla riguardo alla NF del pre a 5760 poiché non ho modo per valutarla. Usualmente per tali misure aspetto l’annuale incontro alla “Due giorni del microondista” dove il buon IK4PNJ mette a disposizione la sua esperienza e la sua strumentazione. E’ vero il Wilkinson perde 3 dB per ogni via ma poi le due vie alle uscite degli amplificatori sono di nuovo sommate e pertanto alla fine non si perde nulla, a parte ovviamente le perdite aggiuntive sulle delle linee dei Wilkinson. Ne ho avuta la riprova tanti anni fa quando ho connesso con un sistema simile due amplificatori per i 144 fatti con due MGA62563 e in quel caso lo avevo fatto essenzialmente per avere una dinamica elevata. Ogni amplificatore singolo aveva una cifra di rumore di NF 0,7 dB, OIP3 + 35,5 dBm, gain 23,5 dB, RL input 16 dB. Dopo il parallelo, effettuato con anelli Rat-Race (che sono simili ai Wilkinson), ho ottenuto una NF 0,9 dB, OIP3 38,5 dBm, gain 22,5 dB, RL input 13 dB. Il leggero degrado della cifra di rumore era ovviamente dovuto alle perdite sulle linee in cavo coassiale dei Rat-Race mentre il netto peggioramento del RL era dovuto al fatto che i disadattamenti dei due dispositivi si sommavano. In quel caso ho usato il parallelo a zero gradi poiché era la configurazione che mi garantiva la migliore OIP3 a discapito del Return Loss. Per inciso la configurazione con parallelo a 90° , fatto con linea 1/4 lambda aggiuntiva in cavo, migliorava nettamente il RL (24 dB perché i disadattamenti si sottraevano) ma era scadente per OIP3 (+36,5 dBm), mentre la configurazione con parallelo a 180° non era buona ne per il RL ne ottimale per OIP3. 73 In3hog giovanni Immagine: 87,71 KB Immagine: 75,58 KB


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i2sg

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Inserito il - 12/02/2016 : 10:35:13
Concordo con Giovanni , IN3HOG, ma per ottenere buoni risultati con i nostri mezzi è molto difficile , sopratutto nelle bande alte ove è imprescindibile l'accoppiamento dei parametri dei dispositivi e delle componenti relative al montaggio... Quattro lustri orsono ho provato per i 5,7GHz ma il risultato non è stato eclatante... Allego quanto segue ( devo comprimere....) Immagine: 149,5 KB Immagine: 124,04 KB Immagine: 185,18 KB Immagine: 180,21 KB
Modificato da - i2sg in data 12/02/2016 17:40:07


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iz4beh

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Inserito il - 12/02/2016 : 20:37:55
Anche questo è un oggetto interessante, recuperato da un surplus radiobase per i 1800MHz. E' il front-end in ricezione composto, da una coppia di ATF54143 seguiti da un MMIC AH1 della Triquint. Non ha filtro in ingresso, che molto probabilmente era esterno. Ho misurato il gain in 23cm che è di circa 29dB e la nF è di 0,6dB circa. Devo procurarmi un secondo generatore per misurare la IP3. Con un buon filtro passa banda davanti, diventa un ottimo preamplificatore/front-end per i 23 cm. Immagine: 165,44 KB


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i2sg

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Inserito il - 15/02/2016 : 22:29:30

iz4beh ha scritto:

Anche questo è un oggetto interessante, recuperato da un surplus radiobase per i 1800MHz. E' il front-end in ricezione composto, da una coppia di ATF54143 seguiti da un MMIC AH1 della Triquint. Non ha filtro in ingresso, che molto probabilmente era esterno. Ho misurato il gain in 23cm che è di circa 29dB e la nF è di 0,6dB circa. Devo procurarmi un secondo generatore per misurare la IP3. Con un buon filtro passa banda davanti, diventa un ottimo preamplificatore/front-end per i 23 cm.

Immagine:

165,44 KB

Anche l'amplificatore illustrato è un ottimo esempio per coniugare basso rumore e basso coefficiente di riflessione alle porte d'ingresso ed uscita. Scendendo in frequenza . è verosomile che le perdite aggiuntive Joule siano minime , avvicinandosi molto alla cifra di rumore del singolo amplificatore unitamente ad un ottimo adattamento, per la connessione diretta di filtri senza l'interposizione di circolatori.

73 de I2SG/Gianfranco

Modificato da - i2sg in data 15/02/2016 22:31:51

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IZ1HOL

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Inserito il - 17/02/2016 : 18:21:15

Buonasera a tutti da iz1hol
per esperienza nel settore telecomunicazioni professionale, dopo aver assemblato ed allineato filtri selettivi dalle vhf ai 40 ghz , posso dire per esperienze vissuta che l'impedenza all'ingresso del ricevitore non è mai normalizzata a 50 ohms e che un filtro per perfetto, ideale che sia , presenta le caratteristiche o meglio la curva del produttore solo se terminato su una impedenza puramente resistiva di 50 ohms ; chi lavora con i vettoriali queste cose le sa . Vi siete mai chiesti come mai un kit di calibrazione economico , composto da due resistenze e poco altro, costi più di 5000,00 euro? La risposta è semplice: l'analizzatore di rete deve essere normalizzato esattamente su 50 ohms .
Nell'industria, la tolleranza dei filtri in invar è di 500 Khz a 14 Ghz e quando si cambia il sistema di misura del collaudatore , si comparano le curve dei sistemi di fabbrica con quelle della ditta collaudatrice per essere certi di non prendere degli abbagli, il RL deve essere almeno di 26 db rispetto al carrier e le celle ben concatenate ....
Vi assicuro che anche una leggera variazione d'impedenza comporta perdite enormi perchè la curva di risposta non è più quella reale...
Quindi è sicuramente utile interporre un isolatore tra il filtro e l' RX
73 Mauro

Firma di IZ1HOL

IZ1HOL

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i2sg

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Inserito il - 17/02/2016 : 21:42:08

IZ1HOL ha scritto:

Buonasera a tutti da iz1hol
per esperienza nel settore telecomunicazioni professionale, dopo aver assemblato ed allineato filtri selettivi dalle vhf ai 40 ghz , posso dire per esperienze vissuta che l'impedenza all'ingresso del ricevitore non è mai normalizzata a 50 ohms e che un filtro per perfetto, ideale che sia , presenta le caratteristiche o meglio la curva del produttore solo se terminato su una impedenza puramente resistiva di 50 ohms ; chi lavora con i vettoriali queste cose le sa . Vi siete mai chiesti come mai un kit di calibrazione economico , composto da due resistenze e poco altro, costi più di 5000,00 euro? La risposta è semplice: l'analizzatore di rete deve essere normalizzato esattamente su 50 ohms .
Nell'industria, la tolleranza dei filtri in invar è di 500 Khz a 14 Ghz e quando si cambia il sistema di misura del collaudatore , si comparano le curve dei sistemi di fabbrica con quelle della ditta collaudatrice per essere certi di non prendere degli abbagli, il RL deve essere almeno di 26 db rispetto al carrier e le celle ben concatenate ....
Vi assicuro che anche una leggera variazione d'impedenza comporta perdite enormi perchè la curva di risposta non è più quella reale...
Quindi è sicuramente utile interporre un isolatore tra il filtro e l' RX
73 Mauro

Ciao Mauro.

le tue osservazioni valgono per i settore professionale ma a mio avviso debbono essere distinte da quelle generalmente applicate nel mondo radiantistico.
Mi spiego meglio :
Anch'io ho iniziato la mia attività professonale nel settore telecomunicazioni, ma al tempo analogico, con i sistemi multicanali FDM ( 1959) ( GTE Lenkurt).
Orbene anche in questi sistemi per i filtri, in particolare da quelli di canale , di gruppo base (60...108KHz) , gruppo e supergruppo. si richiedevano aderenza ai parametri entro 0,05dB o RL maggiore di -30dB.
Ciò derivava dalla necessità di mantenere integri i paramentri di trasmissione (voce ,segnalazione ,allarmi etc) in catene anche lunghissime di salti successivi con modulazione e rimodulazione dei segnali per realizzare le connessioni telefoniche del tempo.
Aggiungo anche che vi era un problema aggiuntivo delle frequenze dei vari oscillatori locali da mantenere in sincronismo entro frazioni di periodo senza disporre della tecnologia odierna.
Pertanto se consideri ad esempio che i nostri LNA con i MESFET moderni facilmente nelle bande MW inferiori hanno " Gamma " prossimo ad 1, ie VSWR elevatissimo, il contenimento entro valori accettabile ( diciamo RL= 10 ...15 dB ) è un salto enorme che forse implica la deformazione della risposta in frequenza di qualche decimo di dB ma con risultato perfettamente plausibile con le nostre applicazioni.
Aggiungo che con i nostri LNA anche di origine commerciale un circolatore (semmai disponibile) in molti casi , visto i limiti di direttività di quest'ultimo ed gli SWVR altissimi in gioco, non sarebbe sufficiente.
Per raggiungere i risultati, quali credo correttamente esposti per una applicazione professionale, sarebbe necessario interporre anche un attenuatore ... con buona pace del basso rumore.....

Cordiali saluti
de I2SG/ Gianfranco

Modificato da - i2sg in data 18/02/2016 19:39:43

Città: Milano ~ Messaggi: 154 ~ Membro dal: 24/02/2009 ~ Ultima visita: 22/10/2024

IN3HOG

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Inserito il - 20/02/2016 : 00:13:46
Salve Anch'io ho lavorato per molti anni nel settore delle telecomunicazioni ed anche nella mia azienda non si accettava mai un RL peggiore di 26 dB. Tuttavia è necessario dire che i livelli dei segnali trattati erano molto alti e le tratte in ponte radio si progettavano per avere il livello ricevuto compreso tra i -30 dBm a -50 dBm. Si pensi che il minimo livello accettabile, prima dell’intervento dello squelch, era di – 70 dBm. In queste condizioni si potevano tollerare tranquillamente perdite derivanti da circolatori e attenuatori necessari per il buon adattamento e filtraggio dei segnali. Ricordo pure che anche sulle ricezioni satellitari importanti si usavano i circolatori in ingresso agli LNBC ma le parabole riceventi avevano un diametro dai 3 metri a salire. Tutte situazioni incomparabili con i bassissimi segnali che vogliono invece ricevere i radioamatori microondisti. Tuttavia non dobbiamo disperare; vedo che le aziende produttrici dei dispositivi RF sfornano continuamente oggetti sempre più interessanti che coniugano buoni adattamenti con ottime cifre di rumore e dinamica come ad esempio Mini-Circuits che ha recentemente presentato il PMA3-83LN-DG. In ogni modo nel transverter che sto costruendo, ho seguito i vostri consigli ed ho previsto dei circolatori sia in ingresso sia in uscita al pre. Allego una foto che mostra la fase d’ingegnerizzazione meccanica con gli elementi RF a 10 GHz ancora liberi. La circuiteria 10 GHz/900 MHz è tradizionale mentre la successiva conversione da 900 MHz a 28 MHz che non compare, l’ho realizzata con conversione a cancellazione d’immagine. 73 In3hog giovanni Immagine: 138,29 KB


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i2sg

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Inserito il - 12/07/2016 : 06:50:01
Segnalo l'ultimo progetto inserito e descritto alla mia pagina http://i2sg.altervista.org/Files/AL...0i%206cm.pdf Anche in questo caso la sezione ricevente segue i criteri e le impostazioni citate nella mia nota essendo importanti sia a protezione dal sovraccarico per forti segnali TV/FM. eventualmente presenti, che per la "convivenza" con il traffico ISM a 5,8GHz. Cordiali saluti de I2SG/Gianfranco


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